IGBT开关电路的PWM反馈控制原理
在开关稳压电源中，当输入电压发生波动、外部环境温度变化引起电源内部元器件的参数变化、外部负载发生变化或某些突发事件出现时，均会引起输出电压的变化。输出电压或输出电压的变化经采样后与基准电压相比较得到误差信号，该误差信号被放大，用来调节开关电路的控制脉冲的宽度，从而控制开关器件的导通和关断的周期，以期达到稳定输出电压之目的。这种闭环反馈控制模式称为脉冲宽度调制(PWM)。
以前面讲到的串联开关电路为例，说明各类PWM反馈控制模式的基本工作原理及其优缺点。正激型开关稳压电源的主电路如图1所示，开关管可以用大功率晶体管、MOSFET、IGBT等器件，控制其导通或关断的信号Ug就是PWM输出的驱动信号。所以，下面介绍的各种模式控制 PWM反馈系统对GRT、Power MOSFET、IGBT 等大功率器件都是适用的。
采样信号可以从电路的不同点取得：在i点采样输入电压Vcc；在o点采样输出电压Uo；在a点采样开关管的电流；在b点采样电感器的电流（在c点采样亦可）。采样电压作为控制信号的，称为电压模式控制；采样电流作为控制信号的，称为电流模式控制。
目前，应用最早也是最广泛的是从输出电压U。引出采样控制信号，该采样控制信号经过图2所示的比较放大器放大整形后，得到 PWM输出的驱动信号。
电压模式控制PWM
串联开关电路的电压模式控制PWM反馈系统原理图如图3 所示。它是一个电压反馈的闭环系统。采样信号与基准电压在误差放大器中比较放大后，得到缓慢变化的误差信号ue，ue与振荡电路产生的恒定频率的三角波us上斜坡相比较，根据脉冲宽度调制原理，得到具有实时脉冲宽度的脉冲电压ug，ug作为PWM控制器的输出，用来控制开关管的导通和关断。
电压模式控制PWM的优点如下：
(1)振荡电路输出的三角波，其幅度较大，在做脉冲宽度调节时，具有较好的抗噪声能力。
(2)动信号ug的占空比调节不受限制。
(3)因为只有一个电压反馈的闭环，所以设计简单，调试方便。
(4))因为一般是从输出端引出采样信号，所以对输出电压和负载的变化均有良好的响应特性。
(5)在多路输出的开关电源中，若每路输出都独自采用自己的PWM，则各路输出之间的相互影响非常小。
但是，该电压模式控制的PWM对输入电压变化的动态响应较慢。当输入电压发生变化时，因为主电路有较大的滤波电容和电感，它们产生相移延时作用，所以输出电压的变化也相应延时。另外，输出电压的变化还要经过电压误差放大器等控制 电路的延时滞后才能传输到驱动电路，输出相应的PWM信号。总之，因以上两种原因使电压模式控制对输入电压的动态响应较慢。提高电压模式控制的动态响应速度的主要方法是采用双环控制系统。图中框内的电路与图3所示的电路完全相同，它是一个闭环控制系统。不同之处是振荡电路产生的固定三角波由RFT和CFT组成的充电电路产生的上斜坡可变的三角波取代，这是一个开环控制系统。所以，图4所示的电路是一个双环控制系统。由于RFT CFT的充电直接来自输入电压Ui，对Ui变化的动态响应速度显著提高。
电流模式控制PWM
以电流作为采样控制信号的PWM称为电流模式控制 PWM。下面分别介绍峰值电流模式控制PWM和平均电流模式控制 PWM。
1．峰值电流模式控制PWM
峰值电流模式控制PWM(Peak Current-mode Control PWM)是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。其典型电路如图5所示。从图中可知，振荡电路产生一个固定频率的时钟信号ucr，ucr驱动斜坡补偿电路产生斜坡补偿信号uc。采样自电感电流的信号为ub，ub与uc在合成器中合成为输出u∑，u∑是一个变化的、其峰值与电感峰值电流有关的三角波或梯形尖角波。u∑与采样自输出电压的误差信号ue在比较放大器中比较放大，其输出作为触发器的触发信号，再经驱动电路产生PWM脉冲，控制开关管的导通和关断。所以，峰值电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM的脉宽，而是用峰值电感电流间接控制 PWM的脉宽。
峰值电流模式控制PWM的优点如下：
(1)动态闭环响应较快，对负载变化的动态响应较快；
(2)路较简单，易于设计和调试；
(3)蝨然电路中没有电压模式中所采用的具有输入电压前馈功能的双环控制系统，但峰值电流模式控制对输入电压的变化仍有较快的动态响应。
虽然峰值电感电流容易采样，而且逻辑上与平均 电感电流大小的变化相一致。但是在不同占空比的臂况下，同一峰值电感电流值却对应不同的平均电感电流值，即峰值电感电流与平均电感电流之间不存在唯一的对应性。而在电流模式控制中，平均电感电流的变化是决定输出电压变化的唯一因素，所以在占空比较大的情况下，由于开环控制的不稳定性，难以精确校正峰值电感电流与平均电感电流之间的对应关系。一般情况下，占空比的取值要小于50%。但是，即使占空比小于509，也极易产生次谐波振荡。为了克服这种不稳定性，必须采用斜坡补偿。另外，抗干扰性差和多路输出时的交互调节性能差，也使得峰值电流模式控制PWM的应用受到一定的限制。为克服这些缺点，20世纪90 年代相继研发出平均电流模式控制PWM集成电路，大有取代峰值电流模式控制PWM 之势。
2．平均电流模式控制PWM
平均电流模式控制PWM(Average Current-mode Control PWM)的电路如图6所示。图中，误差电压ue输送到电流误差放大器( c/a)的同相输入端，而反映输出电感电流信号的ub输送到c/a的反相输入端，ub与ue的差值经c/a放大后，得到能跟踪平均电感电流的误差信号ube。振荡电路产生的三角波ubc与ube通过比较放大器(Comp)比较放大后，再经触发器和驱动电路产生控制开关管导通和关断的脉冲信号扰ug，该脉冲信号的脉冲宽度决定了开关管的通断时间。
平均电流模式控制PWM的优点如下：
(1)将图6与图52相比较，可以看出平均电流模式控制PWM Lk峰值电流模式控制 PWM要少用一个斜坡补偿电路。ube的波形与ub的波形反相，所以是由ube的下斜坡（对应于开关管的导通时期）与振荡电路产生的三角波ubc的上斜坡进行比较，产生开关管的关断信号，其作用就是斜坡补偿。
(2)平均 电流模式控制PWM 电路在调试过程中，要求ube的上斜坡不能超过三角波信号ubc的上斜坡。这样，电路具有良好的抗干扰性能；
(3)均 电流模式控制PWM 电路应用范围较广，它几乎适用于任何形式的开关电路，对输入或输出电流的变化进行控制。
对电流放大器和比较放大器的增益和带宽等参数的设计仔细协调，确保输入或输出电压产生较大的变化时，不会引起次谐波振荡。
滞环电流模式控制PWM
上面讲述的两种电流模式控制均为恒频调制，下面介绍的滞环电流模式控制PWM( Hys-teretic Current-mode Control PWM)为变频调制，其电路如图7所示。从图中可知，电感电流信号iL经电流放大器(c/a)放大后得到一个较高的控制电压uc，uc精确跟踪电感电流 iL的变化，uc分别输送到两个比较放大器(Comp)中与两个电压值进行比较：第一个电压是输出电压U。，它与u。比较后来控制开关管的关断时刻。第二个电压是较低的电压Uch，它与uc比较后来控制开关管的导通时刻。Uch来自恒流源IR，为滞环带。所以，滞环电流模式控制 由输出电压Uo、控制 电压坎和滞环带电压Uch三个电压确定一个稳定状态，比电流模式控制多了一个电压Uch。这就排除了产生次谐波振荡的可能性。
从图7中看出，电路中没有产生固定频率的三角波输出的振荡 电路，输出电压U。的变化和跟踪电感电流的控制 电压uc均未限定在某一频率上，所以滞环电流模式控制PWM为变频调制。
滞环电流模式控制PWM的优点：
(1)没有斜坡 补偿电路，也没有振荡电路；
(2)工作稳定性好，抗干扰性好，不易产生振荡。
但滞环电流模式控制需要对电感电流进行全周期的检测和控制，不像对平均电感电流和峰值电感电流（实际上，在占空比固定且占空比小于50 %时，峰值电感电流精确对应平均电感电流）那样简单。另外，变频控制容易产生变频噪声。
表1给出了上述三种电流模式控制 PWM的比较。
| 模式控制 | 检测电流 | 工作模式 | 开关频率 | 适用电路拓扑 | 对噪声的敏感性 | 其他 |
| 峰值电流 | 开关电流 | CCM | 恒定 | Boost | 敏感 | 需要谐波补偿 |
| 平均电流 | 电感电流 | 任意 | 恒定 | 任意 | 不敏感 | 需要逻辑控制 |
| 滞环电流 | 电感电流 | CCM | 变频 | Boost | 敏感 | 需要误差电流放大 |
相加模式控制PWM
相加模式控制PWM( Summing-mode Control PWM)电路如图8所示。从图中可知，加模式控制有两个输人参数：输出电压U。和跟踪输出电流 I。的电压ub，当输出电压或输出流变化时，占空比将朝补偿它们变化的方向变化。跟踪输出电流的电压ub与输出电压误差信号ue相加，由相加器输出相加信号u∑并与振荡 电路产生的三角波相比较，再经触发器推动驱动电路，产生PWM控制脉冲，使开关管导通或关断。
另外，电路中所用的电流放大器( c/a)均为比例放大器，不需要电抗补偿元件。主电路中的滤波电感Lf和滤波电容Cf很小，其主要作用是滤掉输出高频杂波，当输出高频杂波很小时，Lf和Cf可以不用。这样，减小了延时环节，动态响应较快。
相加模式控制PWM的优点如下：
(1)动态响应快，比普通的电压模式控制PWM快3-5倍；
(2)输出滤波电容器的容量小，甚至可以不用；
(3)动态过冲电压较小；
(4)电源并联运用时，均流控制效果好。
相加模式控制PWM的主要缺点是需要对电流、电压采样时的高频噪声进行抑制。
