IGBT过流保护电路设计-经典电路分析
1.过电流和短路保护措施
一旦发生短路，IGBT的集电极电流增加到超过设定值，则C-E间的电压急剧增加。根据这种特性，可以将短路时的集电极电流控制在一定的数值以下，但是在IGBT上仍然有外加的高电压、大电流负荷，必须在尽量短的时间内解除这种负荷。同时，根据IGBT的短路耐受能力，从发生短路起到电流切断为止的容许时间也受到限制。
IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流韵大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率di/dt过大，由于漏感及引线电感的存在，将导致IGBT集电极过电压，该过电压可在器件内部产生锁定效应使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过电流时，必须采取有效的保护措施。
在短路电流出现时，为了避免关断电流的di/dt过大形成过电压，导致IGBT锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。在检测到过电流信号后首先是进入降栅保护程序，以降低故障电流的幅值，延长IGBT的短路承受时间。在降栅压动作后，设定一个固定延迟时间用以判断故障电流的真实性，如在延迟时间内故障消失则栅压自动恢复，如故障仍然存在则进行软关断程序，使栅压降至OV以下，关断IGBT的驱动信号。由于在降栅压阶段集电极电流已减小，故软关断时不会出现过大的短路电流下降率和过高的过电压。采用软降栅压及软关断栅极驱动保护，使故障电流的幅值和下降率都能受到限制，过电压降低，IGBT的电流、电压运行轨迹能保证在安全区内。
IGBT的短路电流和栅压有密切关系，栅压越高，短路时电流就越大。在短路或瞬态过流情况下若能在瞬间将VGE分步减少或斜坡减少，这样短路电流便会减小下来，当IGBT关断时，di/dt也减小。集成驱动电路如EXB841或M579xx系列都有检测VCE电路，当发现欠饱和时，栅压钳位到10V左右，增大VCE，限制过电流幅值，延长允许过电流时间。短路允许时间tsc和短路电流ISc同栅极电压VGE的关系如图1所示。
设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大（比如7.5V)，降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断；如果降栅压幅度较小（比如5V以下），降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。
(1)慢降栅压的电路
降栅压旨在检测到器件过电流时，马上降低栅压，但IGBT器件仍维持导通。降栅压电路设有固定延时时间，当故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时IGBT器件的功耗，延长了IGBT器件抗短路的时间，而且能够降低IGBT器件关断时的di/dt，对IGBT器件保护十分有利。若延时到达后故障信号依然存在，则关断IGBT器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了保护电路的抗干扰能力。
降栅压方法只考虑了栅压与短路电流大小的关系，而在实际过程中，降栅压的速度也是一个重要因素，它直接决定了故障电流下降的di/dt。慢降栅压技术就是通过限制降栅压的速度来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和VCE的峰值。慢降栅压的具体电路如图2所示。
当电路发生过电流和短路故障时，V上的VCE上升，a点电压随之上升，到一定值时，VS1击穿，V3导通，b点电压下降，电容C1通过电阻R1充电，电容电压从零开始上升，当电容电压上升到约1.4V时，晶体管V4导通，栅极电压VGE随电容电压的上升而下降，通过调节Cl的数值，可控制电容的充电速度，进而控制VGE的下降速度；当电容电压上升到稳压二极管VS2的击穿电压时，VS2击穿，VGE被钳位在一固定的数值上，慢降栅压过程结束，同时驱动电路通过光耦输出过电流信号。如果在延时过程中，故障信号消失了，则a点电压降低，V3恢复截止，Cl通过R2放电，d点电压升高，V4也恢复截止，VGE上升，电路恢复正常工作状态。
(2)故障电流的降低
通过降低或限制高额故障电流，特别是在短路和低阻抗的对地短路情况下，IGBT功率模块可以获得更好的保护。在短路Ⅱ情形下，高dv CE/dt引起栅极—发射极电压上升，进而产生一个动态的短路过电流，短路电流的幅度可以通过栅极—发射极电压的钳位来降低。
除了限制动态短路过电流外，稳态的短路电流也可以通过减小栅极—发射极电压的方法来减小。这一方法将减小短路期间IGBT功率模块的损耗，同时由于需关断的短路电流较，过电压也随之降低。其原理如图3所示，这一保护技术可以将IGBT功率模块的稳态短路电流限制在额定电流的3倍左右。
2.IGBT故障电流限制电路
通过限制故障电流强度延长IGBT的短路耐受时间，同时，由于限制了故障电流，关断电压瞬变被降低了，这是一种可取的副作用，特别是在较高的电流模块中。此外，负面的米勒效应也被有力地均衡了。在容易产生噪声的系统中，这是一种独特并且理想的结构。这种电路并不需要外接直流电源；并且结构简单，可将其集成于IGBT模块或将其用于栅极驱动和模块之间的接口。这种电路通过检测故障并降低栅极电压而工作，降低的栅极电压限制了故障电流的强度并因此而延长了短路耐受时间。
如果装置持续短路，大电流产生的功耗将会导致温升的产生。由于其短的时间常数，模块的温度上升极其迅速。如果模块温度超过硅片本征温度(250℃)，器件将失去阻断能力，使得依靠栅极控制的保护方式不再可行。而降低故障电流幅值能够限制IGBT模块的功耗，从而延长故障耐受时间，IGBT可能在短路状况下长时间工作。
在图4所示电路中，齐纳二极管VS1用于产生所需的钳位电压。快速二极管VD1被用作故障检测元件，其额定电压与被保护的IGBT相同。二极管VD2用于阻断负的断态栅极偏压。Vl(MOSFET)用于控制电路的（开通/关断）工作状态。电阻RG、R1、R2和R3用于产生需要的时间常数t1，t1的计算式如下：
式中，Ciess为MOSFET的输入电容。
本电路利用集电极—发射极电压(VCE)检测技术来检测短路故障发生，在IGBT仍然处于关断状态时，二极管VD1反向偏压。栅极驱动开始对V1的栅极以时间常数丁l决定的速率充电。调整这个时间常数以使V1栅极电压至少在IGBT完成开启过程之前维持在比其阈值低的值。
当电路处在正常情况下时，栅极驱动电压加在栅极和发射极上，当VCE超过栅极阈值时，IGBT开始导通。在开通瞬态结束时，VCE降低至通态压降水平。此过程完成的持续时间在0.1~2μs之间（取决于IGBT的特性以及负载电流幅值）。
如果此导通过程正常进行，VCE将降低至通态压降水平。当VCE低于栅极信号电平（如15V)时，二极管VD1正向偏压，a点的电势开始随着VCE一同降低。当开启过程即将完成时，a点的电压降低至几伏。在上述情况下，调整电阻R1和R2以保持MOSFET栅极电压低于其阈值电平。
如果IGBT出现短路，当电源电压被强加在集电极和发射极两端时，VCE保持在关断状态电平。二极管VD1则保持反向偏压，且MOSFET栅极的电势继续朝由栅极电压和电阻R1、R2、R3的相对值决定的电平上升。这些电阻在上述情形下保迹V1的开通。一旦V1被开通，IGBT栅极信号便被保持在较低的电压；该电压主要由齐纳二极管VS1的雪崩电压决定。
通过将栅极电压保持在一较低的电平，故障电流幅值被降低，因此，IGBT模块的功耗被降低。降低损耗最直接的作用是延长了器件短路耐受时间。在FCLC（实时上限监管电路）的作用下，故障电流从400A降低至230A，而能耗也由10μs内的1.35J降低至0.8J。
在一些经常产生窄而幅值大的电流尖峰的应用中，如电动机电缆的电容电流或噪声引发的贯通瞬变，电平必需被限制以使栅极电压降低。这种瞬态如果被认为是一种非破坏类型，其必须不能对可能引起系统崩溃的保护电路产生不利影响。因此，钳位电压应维持在足够高的水平，以允许电路在此瞬态过去时能够不被自锁。钳位电压的值由已知的任何应用所给出的最大估计负载电流所决定。IGBT栅极电压应该足够高以便器件在仍处于饱和状态的情况下仍能提供足够负载电流。在实际应用中，最大负载电流会明显低于峰值额定电流，这将允许使用低得多的钳位电压，从而延长短路耐受时间。
故障可能在IGBT处于导通状态时发生，在发生故障前，IGBT正通过感性负载电流。VCE从低通态电压迅速地上升到直流阻断电压。二极管在此时反向偏压；正如先前出现的情况一样，IGBT栅极信号开始为MOSFET输入电容充电，而二极管VD1的恢复电流将加快此过程。最终，IGBT栅极电压在较短时间内被限制；在这种故障类型下这是一个有利的影响，因此没有必要延迟电路反应。事实上，更快的电路反应有助于减少不利的米勒效应。
在故障结束时，IGBT电流还原为负载电流；VCE恢复至通态电压水平；二极管VD1恢复为正向偏压状态；钳位电路被关断。栅极电压恢复至初始值且工作可不受阻碍地继续进行。如果栅极钳位电压降低至一个过低的水平，IGBT将不能承受负载电流并且VCE即饲啊瞬态故障消失以后也仍将保持在较高水平，FCLC在这种状态下将保持锁闭以使IGBT维持在“伪”故障状态。这个过程将保证主要保护电路的误触发以及电路的关断行为。通过选择适当的钳位电压可以避免干扰导致保护动作。可以看到随着钳位栅极电压的降低，IGBT的短路耐受时间可以显著地延长，这使慢速主保护电路的应用变得可能。
图5所示的电路能消除MOSFET的选择问题，VS2被用来抵消IGBT的通态压降（无论此压降可能会有多高）。通过这种方式，当IGBT有最坏的负载电流通过时，VS1栅极的电压也仍将低于其栅极阈值电压，并且，钳位电路将保持在关断状态。
图6所示的电路是FCLC的二阶派生电路，逐步降低栅极电压以延长短路保护时间。在第一阶段后，也即诊断阶段后，通过V2的运行，栅极电压电平被进一步降低，V2触发的时间常数T2由R4、Rs和C2的值决定；C2是MOSFET输入电容与外部离散电容之和。
在一些应用中，也许需要在第一阶段即诊断阶段后就完全关断IGBT。这个目标可通过降低钳位电压至一低于IGBT栅极阈值电压水平来实现。仅通过选择合适的钳位电压，IBGT故障电流便可被控制并且短路耐受时间也可被延长。在IGBT的正常运行不受影响蘭情况下，降低故障电流除了能明显减少硅片损耗外，还有助于减小器件锁闭的可能性并能降低关断过电压的幅值。如果故障电流是瞬态型，电路恢复栅极信号并且电路也将正常工作，该电路仅消耗较小的由栅极信号自身产生的能量。
3.过电流保护典型电路
(1)集中过电流保护
所谓集中过电流保护，就是通过检测逆变桥输入直流母线上的电流，当该电流值超过设定的阈值时，封锁所有桥臂IGBT的驱动信号。图7所示为集中过电流保护的原理图，电流检测点放在直流侧，检测元件采用日本HINODE公司的直测式霍尔效应电流传感器HAP8-200/4，用以检测直流侧电压的瞬时值。HAP8-200/4需要±15V的供电电源，额定电流为±200A，饱和电流在450A以上，额定输出电压为±4V，di/dt响应时间在10μs以下。在正常情况下，集中过电流保护电路的输出OC为高电平，一旦直流母线电流超过设定的阈值，比较器LM311的输出状态将由高电平变为低电平，经过R2，C2的延迟，OC将由高电平变为低电平，这个低电平的信号将使封锁电路动作，封锁逆变桥所有IGBT的驱动信号。R2、C2组成的延迟电路是为防止封锁电路误动作而采取的抗干扰措施。
(2)分散过电流保护
分散过电流保护是通过检测逆变桥各个桥臂上的电流，当该电流超过设定的阈值时，封锁该桥臂IGBT的驱动信号。图8所示为分散过电流保护的原理图，当栅极驱动电压不变时，IGBT的饱和压降VCE(sat），将随着集电极电流IC的增大而增大，通过查阅三菱1200VIGBT的产品手册可知，VCE(sat）与Ic的关系可由如下经验公式表示出来：‘
式中，Iced为IGBT的额定电流；VCE=15V；Tj=25℃。
通过监测VCE(sat），就可以判断IGBT是否过电流。在图8中，M57962L通过快恢复二极管VD1及稳压管VS来监测VCE(sat），当M57962L输入侧光耦导通后，并且当VAE=VCE(sat）+VVDI+VVZ超过阈值V*AE后，将开始软关断，M57962L的输出电压将从正栅压逐渐下降到负栅压。图8所示电路电参数为VEE=10V，Vcc=15V时，阈值V*AE=9.5V，并且当VEE不变时，VCC每增加1V，V*AE也将加1V。可以看出，改变稳压管VS的稳压值可以改变分散保护过电流阈值。在实际应用中其参数为Vcc=15V，VEE=—10V，VD为ERA34-10，其管压降为0.5V，Vvz=5V，在此参数时分散过电流保护的电流阈值为3倍的额定电流。
